射频阻抗调节疑问

cariban

hahahahahawaca 发表于 2019-2-25 22:59
对于旋转曲线得到真实阻抗不太理解。
我使用VNA测得的不就应该是整个链路的S22么，S22就可以反应整个链路 ...

VNA直接测试的是在连接器处的阻抗，因为做校正的时候就是以VNA电缆末端为参考平面。而你变动阻抗的测量点离这个参考平面有一定距离，测量点的阻抗变化和连接器处的阻抗变化不是一样的，虽然它们是一一对应的。

cariban

hahahahahawaca 发表于 2019-2-25 22:43
关于软件我还有几个问题咨询下：
1、软件里面的S参数显示中有S22曲线，S22不就应该是return loss么？为什 ...

1. 软件里的S-parameter是测量点到VNA参考平面之间的二端口网络。测量点就是放置匹配网络的地方，在那里焊接0R, 75R, OPEN, LOAD得到calibration文件。而VNA参考平面就是做仪器校正的时候的参考点，也就是连接器的末端。这个s-paramter可以帮助评估从测量点到连接器之间的路径的性能，比如你的这个例子S21在1GHz的时候大概是-0.4dB，S22和S11大概是-12dB，这样就能判断出从测量点到连接器之间的路径还不错，传输线的阻抗也接近于75欧姆，也没有过多的损耗。

当然依据我的经验，你的这个版图还有改进的空间，优秀的设计S22和S11应该可以小到-20dB。你的连接器是什么型号?是SMT还是through hole的?或者把你的版图发来看看。

2. 软件显示的功率是转换功率增益(transducer power gain).
转换功率增益 = 负载实际获得功率/负载最大能获得功率
显然对一个无源网络，转换功率增益<=1 (0dB)

hahahahahawaca

cariban 发表于 2019-2-26 16:48
1. 软件里的S-parameter是测量点到VNA参考平面之间的二端口网络。测量点就是放置匹配网络的地方，在那里焊 ...

1、我理解的是S参数评估的是单纯链路对信号（不加负载）的影响。而反射损耗评估的是加负载后的S22结果。这里负载指的就是芯片输出端。比如，软件计算得出的S21在1G 时衰减0.4db，说明我这条链路在1GHZ时对信号有0.4db的衰减。而S22在1GHZ时为-12db，指的是在链路末端匹配的状态下（75ohm电阻负载），链路的反射损耗为-12db。
不知道是否正确？
2、我放个实物图吧，见附件。白色箭头处就是芯片的差分输出端口。
由于RF connector是通孔型的，且无参考平面的信号路径较长（RF出的信号端悬空弯折），高频损耗会相对比较大。这里由于成本和结构原因，就没有更换为SMT类型的RF头。信号路径还是比较短的（5cm左右）。
不知道高频处S22较差是否为这个原因。
3、之前有提到对地接入180ohm电阻损耗是3db左右，具体是怎么计算的呢？
4、之前提到电容电感组成的链路是无损链路，对于此处我也有疑问。如11楼的图。假如该链路频带较窄，Z1在频带内为高阻抗，Z2为目标阻抗（使用电容或电感接至GND）。此时测试不同样也是S22=0，S12=0么？对于一个无损链路来说，也不满足S12^2+S22^2=1啊。

hahahahahawaca

cariban 发表于 2019-2-26 16:48
1. 软件里的S-parameter是测量点到VNA参考平面之间的二端口网络。测量点就是放置匹配网络的地方，在那里焊 ...

我使用你的结果用软件自带的仿真工具仿了下，结果如下图。仿真得到的反射损耗和最优结果差太多了，这个是什么原因导致的呢？

hahahahahawaca

cariban 发表于 2019-2-26 16:30
VNA直接测试的是在连接器处的阻抗，因为做校正的时候就是以VNA电缆末端为参考平面。而你变动阻抗的测量点 ...

我是在图中PCB上黄色箭头位置串接的电感，测试点放在RF连接器上。你的意思是，从RF连接器到黄色箭头处的这一段导线影响了测量结果？
如果我断开RF连接器，从串接电感处飞一小截短线连接到VNA上再次测量，是否就可以测出较为接近真实的阻抗变换结果？

cariban

hahahahahawaca 发表于 2019-2-26 22:09
我使用你的结果用软件自带的仿真工具仿了下，结果如下图。仿真得到的反射损耗和最优结果差太多了，这个是 ...

先回答这个比较简单的问题吧。高频处有个共振点，大概在920MHz左右，你可以试试手动减少某个元件值，看这个共振点是否上移。我试了一下把L3降为21nH, 就可以把这个共振点移出频带。加入实际元件的散射参数后可能还需要一些调整。

cariban

hahahahahawaca 发表于 2019-2-26 21:57
1、我理解的是S参数评估的是单纯链路对信号（不加负载）的影响。而反射损耗评估的是加负载后的S22结果。 ...

1、我理解的是S参数评估的是单纯链路对信号（不加负载）的影响。而反射损耗评估的是加负载后的S22结果。这里负载指的就是芯片输出端。比如，软件计算得出的S21在1G 时衰减0.4db，说明我这条链路在1GHZ时对信号有0.4db的衰减。而S22在1GHZ时为-12db，指的是在链路末端匹配的状态下（75ohm电阻负载），链路的反射损耗为-12db。
不知道是否正确？

你的理解基本正确。强调的一点是0.4db的衰减也是在链路末端匹配的状态下的结果。如果源阻抗不为75欧姆，这个衰减也有所不同，可能更大，也可能更小。

2、我放个实物图吧，见附件。白色箭头处就是芯片的差分输出端口。
由于RF connector是通孔型的，且无参考平面的信号路径较长（RF出的信号端悬空弯折），高频损耗会相对比较大。这里由于成本和结构原因，就没有更换为SMT类型的RF头。信号路径还是比较短的（5cm左右）。
不知道高频处S22较差是否为这个原因。

有没有这个连接器的datasheet? 不知道你的穿孔anti-pad的尺寸是多少?据我的经验有可能是穿孔中心离GND层的距离太小，引入过多的寄生电容。建议试试剪断中心导线，然后切掉从穿孔到板上微带线之间的连接(紧贴穿孔切除约1毫米的微带线即可)，然后把连接器中心引线直接焊在微带线上。再做以前同样的"MATCH"测量， 也就是焊接两个150欧姆电阻到地。看看在1GHz处的回波反射是否得到改善。


3、之前有提到对地接入180ohm电阻损耗是3db左右，具体是怎么计算的呢？

这个是快速估算的，假设负载是75欧姆，那么加入180欧姆接地电阻后电流约为以前的180/(180+75) = 0.7。 换算成分贝就是3dB。


4、之前提到电容电感组成的链路是无损链路，对于此处我也有疑问。如11楼的图。假如该链路频带较窄，Z1在频带内为高阻抗，Z2为目标阻抗（使用电容或电感接至GND）。此时测试不同样也是S22=0，S12=0么？对于一个无损链路来说，也不满足S12^2+S22^2=1啊。

假设目标阻抗是75欧姆。只含纯电感或者电容的网络，不管拓扑结构如何，阻抗都只有虚部，不可能得到75欧姆实阻抗的。

cariban

hahahahahawaca 发表于 2019-2-26 22:19
我是在图中PCB上黄色箭头位置串接的电感，测试点放在RF连接器上。你的意思是，从RF连接器到黄色箭头处的 ...

我是在图中PCB上黄色箭头位置串接的电感，测试点放在RF连接器上。你的意思是，从RF连接器到黄色箭头处的这一段导线影响了测量结果？
如果我断开RF连接器，从串接电感处飞一小截短线连接到VNA上再次测量，是否就可以测出较为接近真实的阻抗变换结果？

是的，两个黄箭头之间的路径会对阻抗起一个变换作用。当你在板上的黄箭头处做了"OPEN", "SHORT", "MATCH"的测量，输入IMNLab之后软件就计算出了这段路径的散射参数，根据这个散射参数，就可以从连接器处测量到的阻抗来算出板上黄箭头的阻抗。按工具栏的|Z|就可以直接显示板上黄箭头处的实际阻抗。如果你串接了电感，那么这个阻抗实部不变，虚部增加。你可以自己验证一下。

hahahahahawaca

cariban 发表于 2019-2-27 16:33
我是在图中PCB上黄色箭头位置串接的电感，测试点放在RF连接器上。你的意思是，从RF连接器到黄色箭头处的这 ...

好的，找时间我试一下。

hahahahahawaca

cariban 发表于 2019-2-27 16:24
1、我理解的是S参数评估的是单纯链路对信号（不加负载）的影响。而反射损耗评估的是加负载后的S22结果。这 ...

万分你帮我解答疑惑。
你提出的问题我再好好总结看一看。